一款采用谐波压缩网络的5.8 GHz氮化镓（GaN）高功率整流器，用于太空基无线电力传输

《IEEE Journal on Wireless Power Technologies》：A 5.8-GHz GaN High-Power Rectifier With Harmonic-Compression Network for Space-Based Wireless Power Transmission

　　摘要：本文介绍了一种用于太空太阳能（SBSP）系统中无线电力传输（WPT）的高功率、高效率5.8 GHz电压倍增整流器的设计、制造和实验验证。该整流器采用了自主研发的GaN-on-SiC肖特基二极管（SBD）和谐波压缩电路拓扑结构，同时实现了瓦级功率处理能力和优异的效率。所提出的GaN SBD具有Y形阳极几何结构，具有超过200 V的优异击穿电压、0.34 pF的超低零偏压结电容、1.25 V的阈值电压以及11 Ω的串联电阻（特定导通电阻Ron,sp = 3.87 Ω?mm），并且在高达400 K的高温下仍能保持稳定的性能。这些特性使得在高输入功率条件下进行高效整流成为可能。在电路层面，两条八分之一波长微带传输线构成了一个和谐波压缩网络，提供了直流路径、带内无功补偿和二次谐波抑制功能，从而无需使用传统的LC滤波器。实验结果表明，在40 dBm的输入功率下，该整流器的射频到直流转换效率达到了73.3%。这些结果证实了协同优化GaN器件和电路拓扑结构可以实现高功率SBSP WPT系统的可扩展和高效微波功率转换。CCBY - IEEE并非该文档的版权持有者。请遵循https://creativecommons.org/licenses/by/4.0/的说明以获取全文和API文档中的规定。

第一部分 引言
全球对清洁、可持续和可靠能源的需求增长加快了先进发电和传输技术的研究。其中，太空太阳能（SBSP）作为一种从太空向地球高效输送可再生能源的解决方案脱颖而出，不受天气条件和地面限制的影响[1] [2]。
如图1所示，SBSP系统使用地球静止轨道上的大型光伏阵列收集太阳能，将其转换为直流电，然后通过发射天线（spaceenna）将其转化为高频微波能量进行无线传输。在地面上，接收天线（rectenna）捕获入射的微波束并将其重新转换为直流电。整流器是这一能量转换过程的核心，其非线性二极管结决定了整体的射频到直流效率，并直接影响端到端系统性能[3]。因此，优化整流器对于实现高效SBSP操作至关重要，因为它在确定整体射频到直流转换效率方面起着决定性作用。除了整流器设计外，工作频率的选择也是影响SBSP系统性能的另一个关键因素。历史上，由于低成本组件、法规认可度以及相对较低的大气衰减，2.45 GHz ISM频段被广泛用于微波WPT系统[4] [5] [6]。然而，近年来5.8 GHz ISM频段受到了越来越多的关注[7] [8] [9]。尽管在恶劣天气条件下高频会产生稍高的大气衰减，但它们支持更小的孔径，从而能够实现更高的波束功率密度和更紧凑的阵列布局。基于这些考虑，5.8 GHz已被选为空间能源研究和技术（SERT）计划中多个空间电源卫星概念的实际工作频率[2]。
虽然已经探索了基于晶体管的拓扑结构用于射频到直流转换[10] [11] [12] [13]，但由于低插入损耗和被动工作方式[14] [15] [16] [17] [18]，基于二极管的整流器仍然是微波频率下最高效和最紧凑的解决方案。对于高功率WPT应用而言，零偏压二极管操作特别有利，因为它消除了对外部偏置的需求，从而最大化了系统效率。
商用二极管，如Avago Technologies的基于Si的器件[19]和MACOM Corporation的基于GaAs的器件[20]，通常是为通用应用设计的，具有固定的器件参数。这些器件在优化方面灵活性有限，特别是在击穿电压、热稳定性和功率处理能力方面。虽然组合多个二极管可以增加可实现的功率，但通常会引入额外的损耗并降低整体射频到直流转换效率[21] [22]。因此，在高入射射频功率下实现高效整流仍然是一个重要的技术挑战。
为了克服商用二极管的局限性，氮化镓（GaN）由于其3.4 eV的宽禁带、极化的电子高迁移率和高热导率，已成为高功率、高频整流的理想候选材料[23] [24] [25] [26] [27]。表I总结了代表性半导体材料的关键物理特性。GaN的高击穿场强（3.3 MV/cm）、高电子饱和速度（2.0–2.5×10^7 cm/s）和优异的热稳定性使其能够在保持高效率的同时处理大输入幅度，特别适用于高功率SBSP系统。

表I 半导体材料的代表性物理特性
对于高功率整流，必须仔细优化几个二极管参数，包括低阈值电压（Vth）、低导通电阻（Ron）、低反向泄漏电流（Ireverse）、高击穿电压（VBK）和低结电容（Cj）[15]。然而，这些参数是相互关联的。例如，降低Vth会降低肖特基势垒高度（Φb），从而增加Ireverse并可能影响VBK。因此，设计一种同时支持高击穿电压和低导通损失的二极管是在微波频率下实现高效功率转换的关键权衡。
尽管在GaN整流器研究方面取得了显著进展，但由于缺乏在特定微波频率下的器件优化，大多数报道的设计仍未能达到真正的瓦级功率处理能力。在我们之前的工作中[28]，基于横向GaN SBD的C波段整流器展示了高功率操作，尽管没有提供全面的特性分析和测试。
在这项工作中，提出了一种具有集成谐波压缩网络的5.8 GHz高功率GaN整流器，并通过实验验证了其适用于太空无线电力传输的能力。所提出的设计采用了专为高频、高电压和高电流特性优化的定制GaN-on-SiC指形SBD。制造的二极管具有1.25 V的阈值电压（在1 mA/mm时）、3.87 Ω?mm的低特定导通电阻、超过200 V的高击穿电压、1.27的理想因子和0.34 pF的小结电容。为了增强大信号操作，加入了二次谐波压缩网络以抑制谐波失真并补偿强射频激励下的二极管电容性电抗。该整流器在40 dBm（10 W）的输入功率下实现了73.3%的峰值射频到直流转换效率，并在400 Ω负载下工作。这些结果表明，所提出的整流器在高入射功率下能够保持高效运行，并为下一代SBSP系统提供了可扩展、可靠的解决方案。高功率GaN器件技术与电路协同设计的集成为紧凑、可靠和能效高的SBSP平台奠定了坚实基础。

第二部分 整流原理
图2中蓝色虚线框标记的整流器电路包括匹配网络、二极管、平滑电容器和直流滤波器。当施加入射射频信号时，基于二极管的整流阶段将其转换为直流电。匹配网络在功率放大器和整流器之间提供最佳的阻抗转换，从而最大化功率传输效率。最后，直流滤波器衰减来自射频输入或在整流过程中产生的残余高频谐波，从而得到稳定的直流电压和电流输出。
整流器的性能在很大程度上取决于所选二极管的特性，必须根据可用的射频功率水平进行选择。如图3[29]所示，最大二极管效率随着输入功率的变化而显著变化。在器件参数中，Vth在确定整流效率方面起着关键作用。如图3中的“Vth效应”所示，在低输入功率水平下，导电有限，导致输出电容器充电不足。相反，在较高输入功率下，VBK成为主要限制因素。“VBK效应”表明，当直流偏压接近VBK的一半时，反向导电开始，允许电流通过结点泄漏。这种泄漏会导致效率明显下降，尽管在该区域之后整流后的直流输出功率几乎保持不变[30]。
图3. 二极管的最大转换效率特性[29]。
二极管模型的等效电路如图4所示。它由表示欧姆接触和半导体体电阻的串联电阻（Rs）以及结电阻（Rj）和Cj的并联组合组成。非线性行为主要由Rj和Cj引起，可以表示为[31]：
\[ R_{j}=8.33\times 10^{5}nT\left(\frac{I_{D}}{I_{s}}\right) \]
\[ C_{j}=C_{j0}\left(1-\frac{V_{d}}{V_{i}}\right)^{M} \]
其中二极管偏置电流ID遵循肖克利方程：
\[ I_{D}=I_{s}\left(e^{\frac{V_{j}}{nV_{T}}}-1 \]
图4. 肖特基二极管的等效电路模型。
这里，n是理想因子，T是绝对温度（开尔文），Is是饱和电流，Cj0是零偏压结电容，Vd是外部施加的电压，Vi是结点电位，M是分级系数，VT=kT/q表示热电压，k和q分别是玻尔兹曼常数和基本电荷。
二极管的频率依赖性阻抗可以表示为：
\[ Z_{d}(f)=R_{s}+\left(\frac{1}{R_{j}}+j2\pi fC_{j}\right)^{-1} \]
如图4所示，整个二极管阻抗Zd取决于工作频率f和施加的电压Vd，因为Rj和Cj都具有电压依赖性。因此，整流器的输入阻抗随入射射频功率和工作频率的变化而变化[32]。
二极管的非线性特性可以通过对（3）中的指数项进行泰勒级数展开来分析：
\[ I_{D}=I_{s}\left(\frac{V_{d}}{nV_{T}}+\frac{V_{d}^{2}}{2(nV_{T})^{2}}+\frac{V_{d}^{3}}{6(nV_{T})^{3}}+\ldots \]
其中Vd=V0cos(ωt)表示二极管上的正弦电压，V0表示单个二极管结点的基频电压幅度。Is是二极管饱和电流，n是理想因子，VT是热电压，泰勒级数可以截断到有限阶进行分析。将Vd代入（5）得到：
\[ I_{D} =I_{s}\frac{V_{0}}{nV_{T}}\cos \left(\omega t\right)+I_{s}\frac{V_{0}^{2}}{2!(nV_{T})^{2}}\cos^{2}\left(\omega t\right) \\
+I_{s}\frac{V_{0}^{3}}{3!(nV_{T})^{3}}\cos^{3}\left(\omega t\right)+I_{s}\frac{V_{0}^{4}}{4!(nV_{T})^{4}}\cos^{4}\left(\omega t\right)+\ldots \]
应用三角恒等式后，二极管电流可以表示为直流和基频分量：
\[ I_{D} =I_{\text{DC}}+I_{\omega}\cos (\omega t)+\ldots \\
=I_{\text{DC}}+I_{\omega}\cos (\omega t)+\left(I_{s}\frac{V_{0}^{2}}{2(nV_{T})^{2}}+I_{s}\frac{V_{0}^{4}}{24(nV_{T})^{4}}+\ldots \]
+I_{s}\frac{V_{0}}{nV_{T}}+I_{s}\frac{V_{0}^{3}}{6(nV_{T})^{3}}+\ldots \]
这种分解表明二极管电流由直流和 harmonic 分量组成，可以使用频谱分析仪进行实验验证。为了高效整流，需要使用射频滤波器抑制不需要的谐波分量，而足够大的平滑电容器则作为低通直流滤波器以最小化输出电压纹波[33]。在这项工作中，负载端的直流输出电压表示为Vout。
肖特基二极管的大信号输入阻抗来源于其在射频激励下的非线性电流-电压关系。二极管结点的瞬时电压表示为：
\[ V_{d}(t)=V_{0}\cos(ωt) \]
在大信号激励下，二极管行为可以使用基于导电角的模型来描述，该模型在rectenna和高效率射频整流器分析中得到了广泛应用[34]。在这个模型中，肖特基二极管由一个串联电阻Rs和一个非线性结电容Cj组成的分段线性等效电路表示，同时假设在正向导通时结电阻为零，在反向偏置时结电阻无限大。这种近似使得可以对一个射频周期内的二极管电流波形进行解析处理。
当瞬时结点电压超过阈值电压Vth时，二极管进入正向导通状态。因此，电流仅在有限的导通区间|ωt|≤θon内流动，其中导通角θon取决于射频幅度，可以表示为：
\[ \theta_{\text{on}}=\arccos \left(1-\frac{V_{\text{th}}}{V_{0}} \]
这个表达式表明，随着射频幅度V0超过Vth，导通角θon扩大，导致每个射频周期内的正向导通区间变长。这种幅度依赖的导通行为直接决定了二极管的非线性电流波形和相应的大信号阻抗。
在大信号频率下，二极管的大信号输入阻抗定义为首阶谐波电压和电流分量之比，即：
\[ Z_{largeD}=V_{1}/I_{1} \]由于假设的射频电压是纯正弦波，因此基波电压分量V1=V0/2，而相应的电流谐波则通过对导通区间内二极管电流的傅里叶系数进行计算获得。在正向导通期间，二极管电流主要受串联电阻Rs的限制；而在反向偏置期间，结电容Cj控制着位移电流。通过对二极管电流进行傅里叶级数展开并仅保留基波分量，可以得到大信号阻抗的闭合形式表示为：
\[Z_{\text{D}}^{\text{large}}=\frac{\pi R_{s}}{\cos \theta_{\text{on}}\left[\frac{\theta_{\text{on}}{\cos \theta_{\text{on}}}-\sin \theta_{\text{on}}\right]}+\j\omega R_{s}C_{j}\left[\frac{\pi -\theta_{\text{on}}{\cos \theta_{\text{on}}}+\sin \theta_{\text{on}}\right]。\]
其中，阻抗的实部来源于正向偏置期间通过Rs的电阻性导电，因此受导通角θon的控制；虚部则来源于射频周期反向偏置部分结电容Cj的充放电过程，引入了与ωRsCj成比例的无功分量。

为了提高精度，大信号阻抗也可以通过二极管电流的一阶谐波傅里叶系数数值计算得出：
\[Z_{\text{D}}^{\text{large}}=\frac{V_{0}}{I_{1}}=\frac{\omega}{\pi}\int \limits_{0}^{2\pi /\omega}I_{s}\left(e^{\frac{V_{\text{DC}}+V_{0}\sin (\omega t)}{nV_{T}}}-1\right)e^{-j\omega t} dt\]
其中VDC代表同一二极管结上的直流电压分量，由整流器拓扑结构、匹配条件和负载确定，不一定等于输出电压Vout。

这里对大信号阻抗的分析强调了串联电阻Rs和结电容Cj在决定整体整流器性能中的关键作用。较低值的Rs和Cj可以减少波形失真和非线性损失，从而在高峰值功率运行下提高射频到直流的转换效率。这些分析和数值公式为描述肖特基二极管的非线性阻抗变化、谐波产生和导电动态提供了一个统一的框架，并直接支持参数提取、电路优化和所提出的高功率整流器的性能评估。

**第三节：GaN二极管设计**
传统的Si和GaAs整流二极管受到其窄带隙的限制，导致较低的垂直破损电场（VBK）和有限的功率处理能力。相比之下，GaN肖特基二极管（SBD）具有宽带隙优势，包括高VBK、低导通电阻和优异的高频性能。这些特性使得GaN SBD非常适合高功率和高效率的整流。受这些优势的启发，本研究专注于高性能GaN SBD基整流器的设计和实现。以下部分提供了包括器件制造技术、详细电气特性和系统级性能评估的全面研究。

**A. 器件架构和制造**
在本工作中，战略性采用了横向SBD架构，以满足高功率、高频整流的低导通电阻和高击穿电压的同时要求。该设计利用了AlGaN/GaN界面处二维电子气（2DEG）通道的高电子密度和迁移率，其平面几何结构本质上减少了寄生结电容。外延层是在100毫米的半绝缘4H–SiC基底上通过金属-有机化学气相沉积（MOCVD）方法生长的。如图5所示的结构开始于一个低温AlN成核层，以适应晶格失配并启动高质量晶体生长。外延设计的一个关键特征是加入了掺铁的含碳GaN缓冲层，厚度为1.5μm。这一层对于确保高电气绝缘和抗垂直击穿能力至关重要，因为它能有效捕获位错并补偿非故意掺杂。随后，沉积了300纳米的非故意掺杂GaN通道层和16纳米的Al0.25Ga0.75N势垒层，形成高迁移率的2DEG通道。进一步添加了一层2纳米的In-situ GaN盖层，以抑制与表面相关的电流分散并通过减少表面态密度来增强肖特基稳定性。

制造过程如图6所示的详细流程开始于形成低电阻的欧姆接触作为阴极。首先使用基于Cl2/BCl3的感应耦合等离子体（ICP）腐蚀将欧姆区域蚀刻到40纳米深度，以优化访问2DEG的同时保持足够的工艺裕度。然后通过电子束蒸发沉积标准的Ti/Al/Ni/Au（20/120/40/50纳米）金属堆叠，并在N2环境中以850°C加热30秒以形成欧姆接触，实现Ron,sp=3.87 Ω ? mm。接着通过多能量硼离子注入在50keV至180keV范围内的能量范围内进行器件隔离，总剂量为5×10^13 cm^-2。这种技术选择是为了确保后续高分辨率阳极光刻的平面表面拓扑，并最小化侧壁泄漏电流和潜在的表面损伤。制造的指状GaN SBD的顶视图布局和示意图如图7(a)所示。该器件采用互指式阳极-阴极配置，以扩大有效电流处理面积，同时保持紧凑的寄生电容。定义了包括LAnode、LCathode、LAC和WFinger在内的关键几何参数，用于后续的优化和性能分析（图7(b)）。

该设计的一个关键特性是Y形分支阳极结构，旨在优化阳极电阻和结电容。此外，采用T形阳极有效地缓解了金属边缘的电场拥挤，从而降低了正向电压降并增强了击穿能力。长度为LAnode=0.25 μm的阳极脚通过高分辨率电子束光刻和低损伤ICP蚀刻来精确调节2DEG，从而最小化肖特基接触面积。扩大的阳极头部宽度为0.35μm，作为集成的场板，有效重新分配了阳极边缘的高电场，产生了一个软化的电场剖面，这对于实现高VBK至关重要。在300°C下通过等离子增强化学气相沉积（PECVD）沉积了100纳米的SiNx层，用于表面钝化和探针过程中的保护。最后，制造了由Ti/Pt/Au（20/50/300纳米）堆叠组成的探针垫，用于接地-信号-接地（GSG）射频测量，确保与标准100μm间距的兼容性。

**B. 二极管电气特性**
如图8所示，使用半自动探针站在室温（300K）下对制造的SBD进行了电气测量。Keysight B1500A半导体参数分析仪用于高精度地表征正向和反向I-V特性。二极管被放置在温度稳定的探针台上，并通过GSG配置进行接触。配备集成显示器的的高倍光学显微镜用于确保探针尖端与阳极和阴极垫的精确对齐。

如图9所示，通过直流测量表征了GaN-on-SiC SBD的电气性能。这种双指肖特基势垒二极管的宽度为WFinger=75μm，阳极-阴极距离为LAC=1.875μm，实现了高电场耐受性，同时限制了有效结面积。在VForward=3V的正向电压下，实现了500 mA/mm的正向电流密度，插图显示Ron,sp为3.87 Ω?mm。总串联电阻（Rs）计算为11 Ω。Vth测量值为1.25 V（图9(a)），对应于IForward=1mA/mm的正向电流。该器件能够在不降级的情况下承受高达10 V的正向电压，表明其适用于SBSP系统中的高功率操作。n值提取为1.27，Φb确定为1.02 eV（图9(b)。

图10展示了GaN二极管在300 K和400 K下的反向I-V特性。该器件表现出超过200 V的高VBK，且在整个电压范围内反向漏电流（Ireverse）保持在50μA以下（图10(a)），显示出优异的反向电压性能和高温下的器件一致性。零偏压下的结电容测量值为0.34 pF（图10(b)）。这些在室温（300 K）下测得的直流特性是制造的GaN SBD的基线性能指标。

表II比较了所提出的GaN SBD与商用Si和GaAs二极管以及先前报道的GaN器件[35],[36]。列出的二极管是从针对微波整流应用的最新报告中选出的。与商用肖特基二极管和报道的GaN器件相比，所提出的器件实现了超过200 V的超高压击穿电压，同时保持了相对较小的结电容0.34 pF和适中的串联电阻11 Ω。这种组合表明在反向阻断能力和高频性能之间实现了有效的优化，而不是依赖于增加结面积来提高击穿电压。紧凑的阳极-阴极间距和多指式器件布局使得在不过度降低电容或导电损失的情况下能够进行高电压操作。因此，所提出的GaN SBD特别适用于高功率和高频微波整流，其中电压鲁棒性和射频效率都至关重要，例如在基于空间的太阳能发电和长距离无线电力传输系统中。

**第四节：谐波压缩整流器设计**
**A. 谐波压缩网络的工作机制**
使用谐波终端来提高整流器效率与谐波终端整流器理论密切相关，这一理论直接类比于高效功率放大器的操作。特别是，[37]系统地建立了通过受控谐波终端对二极管和晶体管整流器进行波形塑造的基本原理，其中使用傅里叶域和时间域方法分析了C类和F类整流器的操作。本工作遵循这一既定的理论框架，重点关注其在基于紧凑型GaN二极管的整流器中的实际实现，强调高功率操作和集成谐波压缩。

与传统的电压加倍整流器相比，所提出的架构集成了谐波抑制网络以提高整体整流效率，如图11所示。这种拓扑结构消除了传统上用于谐波抑制的级联带通滤波器和直流通滤波器的需求。所引入的网络在基频处呈现阻抗特性，而在二次谐波处则变为开路路径，从而实现了固有的谐波隔离。在指定的工作频率、输入功率和直流负载下，肖特基二极管的输入阻抗可以表示为 ZD=R?jX。虚部被谐波抑制网络所抵消，该网络引入了一个补偿性的电感反应抗。因此，在基频时 ZD 变为纯电阻，实现了与源电阻 Zg 的直接且高效的阻抗匹配。在二次谐波（2ωf）处，所提出的网络表现为开路，有效地中断了通向地面的电流路径，防止了闭合谐波环的形成。结果，反射的谐波能量被重新导向肖特基二极管，在那里它可以进一步被整流，从而提高了谐波成分的利用率。当在 2ωf 时禁用接地连接，传统意义上的源和二极管对之间的带通滤波器就变得多余了，从而实现了简化且紧凑的整流器布局。

图11. 所提出的基于GaN的谐波压缩整流器的电路配置。

整流器电路采用了一条短路的微带传输线（TL1）和一条输出传输线（TL2），它们的尺寸均为波长的八分之一，并结合了一个直流阻断电容器（C1）、两个匹配的GaN肖特基二极管（D1和D2）、一个并联电容器（C2）以及一个直流负载电阻（RL）。谐波压缩机制主要依赖于TL1的频率依赖性行为，TL1具有特征阻抗ZTL1。根据传输线理论，其输入阻抗遵循以下关系：
$$
Z_{\text{in1}}=jZ_{\text{TL1}}\tan \left(\frac{\pi}{4}\frac{\omega}{\omega_{f}}\right)=\begin{cases}
0, & \text{at} \omega =0 \\
jZ_{\text{TL1}}, & \text{at} \omega =\omega_{f} \\
\infty, & \text{at} \omega =2\omega_{f}.
$$
这种阻抗转换使得电路能够实现三种关键的工作模式。在直流（ω=0）时，TL1提供了一条维持整流器工作所需的短路路径。在基频操作（ω=ωf）期间，该线路展现出电感阻抗，主动补偿肖特基二极管的固有电容反应。最显著的是，在二次谐波频率（ω=2ωf）时，TL1变为四分之一波长结构，呈现出无限阻抗，有效地创建了开路条件。这种谐波终止迫使电压和电流波形发生重塑，实现了真正的谐波压缩，使得谐波能量被回收而不是耗散。

类似地，输出传输线TL2具有特征阻抗ZTL2，提供了互补的谐波控制和直流提取能力。其输入阻抗由以下公式控制：
$$
Z_{in2}=Z_{TL2}\cdot \frac{Z_{load}+jZ_{TL2}\tan \left(\frac{\pi}{4} \frac{\omega}{\omega_{f}}\right)
$$
这种阻抗变化使得电路在基频时表现为纯电阻特性，与源电阻Zg实现了匹配。

考虑到负载阻抗 Zload=1/(1/RL+jωC2)，并且实际整流器负载通常超过几百欧姆（RL?1），通过适当选择C2和ZTL2（使得ZTL2?1/(ωfC2)且在谐波频率下ωZ2TL2C2→∞），表达式可以简化为（14）。因此，TL2在 ωf 时保持直流负载阻抗，并在2ωf时提供与TL1相同的谐波抑制特性，在ωf时提供电感阻抗以补偿二极管D2。

总之，通过在电压倍增配置中嵌入谐波抑制机制，所提出的整流器比传统整流器具有更高的功率转换效率、更好的谐波抑制效果和更低的电路复杂性。谐波抑制网络被视为一种基于功能的设计元素，而不仅仅是一个纯粹的拓扑特征。通过分析TL1和TL2传输线部分的频率依赖性阻抗变换，阐明了所提出的高功率GaN电压倍增整流器中谐波压缩和波形重塑的物理原理。

B. 实现和实验结果
整流器电路是通过使用Keysight Advanced Design System (ADS) 的迭代协同仿真方法设计的。这一过程包括对被动结构的全波电磁（EM）分析和非线性谐波平衡（HB）仿真之间的紧密耦合。该设置的核心是一个经过验证的GaN SBD的SPICE模型，这对于准确捕捉器件在高功率激励下的非线性行为（包括谐波生成和转换效率）至关重要。主要的评价指标——射频到直流的转换效率（η）和输出直流电压（Vout）作为输入功率（Pin）和直流负载电阻（RL）的函数进行了表征。射频到直流的功率转换效率可以表示为：
$$
\eta =\frac{P_{\text{DC}}}{P_{\text{in}}}\times 100\%
$$
其中PDC表示输出直流功率，Pin代表入射射频功率。随后通过对网络尺寸进行电磁协同仿真进行微调，以实现两个目标：最小化基频反射和实施谐波终止策略，从而抑制谐波再辐射并重塑二极管结上的电压波形，以增强整流效果。

基于此优化设计，一个5.8 GHz的电压倍增整流器被制造在0.51毫米厚的Rogers RO3003衬底上（?r=3, tanδ=0.001），该衬底在微波频率下具有最小的介电损耗。物理布局如图12(a)所示，展示了实现的微带线路。电路包括一个2-pF的直流阻断电容器（C1）和一个100-pF的输出电容器（C2），后者既作为射频分流器也作为滤波器来稳定直流输出。效率是通过（17）中的标准定义计算的，在性能表征期间RL固定为400Ω。所提出的横向GaN肖特基二极管的关键电气参数总结在表II中。在制造的原型中，每个SBD通过引线键合连接到微带传输线上。通过整个结构的协同仿真捕获了由此产生的互连非理想性，从而能够在高功率水平下可靠地预测性能。

图12. 所提出的整流器：(a) 带有标注尺寸的微带布局；(b) 制造的原型。

由于较大的Rj值，整流器在低入射射频功率下保持非导电状态。为了初步估计匹配网络的输入阻抗，通过对图12(a)中所示的肖特基二极管配置直接施加高输入功率，进行了大信号S参数测量。随后对整流器进行了优化，以抑制反射并在高功率操作下提高功率传输效率，特别是在30–45 dBm的输入功率范围内。如图13所示，整流器的输入阻抗在这个功率范围内从72.3?j11.2 Ω（点A）变化到36.5?j0.6 Ω（点C）。在39 dBm时观察到的点B的阻抗（50.2+j2.8）Ω被采用为参考值，以确保在高输入功率水平下最小化反射和最大化射频到直流的转换效率。图13(b)展示了输入功率变化时相应的模拟反射系数变化。在31–44 dBm范围内观察到反射显著降低，证实了电路在高功率激励下保持了优异的匹配性能，这有助于提高射频到直流的转换效率。

图13. 使用 Keysight ADS 中的非线性GaN SBD SPICE模型，在5.8 GHz下进行大信号S参数（LSSP）分析得到的所提出整流器的模拟大信号输入特性：(a) 在30 dBm至45 dBm的输入功率范围内，Smith图上的基频输入阻抗轨迹；(b) 输入功率函数的相应基频反射系数（|S11|）。

实验设置如图14所示，包括一个R&S SMB100A信号发生器，它提供射频输入信号给驱动放大器，后者将功率提升到适合整流器测试的水平。Keithley 2220G-30-1双通道直流电源用于偏置驱动级。整流后的直流输出电压使用Agilent Keysight 34411A数字电压表进行测量。为了确保在高功率操作期间的热稳定性，集成了散热器和冷却风扇来有效散发整流器的热量。

图14. 5.8 GHz功率整流的实验设置。

图15(a)展示了整流器的射频到直流转换效率和Vout与输入功率的模拟和测量结果。随着输入功率的增加，模拟和测量结果都显示出在饱和之前的稳定增长趋势，然后在高功率水平上下降。所提出的整流器实现了最大20 W（43 dBm）的功率处理能力，相应的整流效率为45.5%，输出电压为60.3 V。在40 dBm（10 W）的输入功率下，效率达到了73.3%的峰值，同时在大约20 dB（22–42 dBm）的动态范围内保持超过50%的效率。实验结果略低于模拟结果，但总体趋势相同。图15(b)展示了在固定输入功率40 dBm和负载电阻400 Ω的情况下，转换效率、输出电压和操作频率之间的关系。

如图16所示，所提出整流器的性能与基于不同半导体技术的代表性设计进行了比较。基于GaN二极管的整流器[25], [38], [39]在输入功率达到35 dBm时表现出中等效率，然而，它们的峰值效率和最大操作功率都低于所提出设计。基于Si和GaN二极管的整流器[40], [41], [42], [43], [44]实现了更高的峰值效率，但仅限于25 dBm以下的低功率操作，不适合高功率微波应用。基于GaN HEMT的整流器[45], [46]可以处理超过40 dBm的输入功率，但转换效率仍低于70%，并且电路架构相对复杂，通常需要额外的偏置和匹配网络。相比之下，所提出的横向GaN SBD整流器在40 dBm时实现了73.3%的高效率，同时保持了结构上的简单性。这些结果表明，所提出的设计在高效、高功率处理能力和实现简单性之间提供了出色的平衡。

V. 结论
总之，本文介绍了基于高功率GaN的整流器的设计、制造和实验验证，用于太空微波无线功率传输。通过低损耗阻抗压缩传输线和具有低特定漏结电阻、超低结电容和高击穿电压的定制横向GaN肖特基二极管的协同优化，该整流器实现了高射频到直流转换效率和改进的功率处理能力。所提出的器件展示了出色的正向导电性和稳健的反向阻断性能，能够在瓦级输入功率下实现高效的大信号整流。值得注意的是，GaN二极管在高达400 K的高温下仍保持稳定的电气特性，证明其适用于恶劣环境下的高功率操作。这些结果强调了所提出的二极管和整流器在实现高性能、高可靠性无线电力传输（WPT）方面的关键作用，并为实现可扩展、高效的空间微波功率转换提供了实用途径。